正弦波驱动BLDC原理

来源：半岛在线登录官网    发布时间：2024-04-12 02:22:44

  图 1 MCU 内部框图 由于集成 PWM 发生器和电流放大/比较器， 一颗 SH79F168 就能够实现所有控制功能， 而且采用 8051 内核，上手容易。 设计原理

  整个系统采用 SH79F168 为主控 MCU，MCU 输出的 PWM 信号直接和功率模块连接，控制功率管的 通断。同时 MCU 还负责电压电流 ADC 检测，霍尔位置检测，速度给定输入转换，实际转速信号输出以及 电机控制算法等功能，结构如图 2 所示。

  图 2 控制部分结构图 功率部分采用智能功率模块，可用 MCU 输出信号直接控制，PCB Layout 时需注意 snubber 电容要尽 量靠近 SPM，减小引线电感，同时自举升压二极管需选用高耐压快恢复二极管，结构如图 3 所示。

  图 3 功率部分结构图 霍尔相序自动测定 为实现自动判别霍尔（Hall）输出信号与转子磁动势的位置关系，常采用的办法是给二相绕组持续 通电，让转子固定在某个位置，记录下对应的 Hall 信号值。但这种方法有缺陷，定子合成磁势的方向正好 和霍尔位置重叠，这样可能会引起误判。本方案采用另外一种方法避开解决此问题，采用三相通电，这样定 子合成磁势的方向刚好与霍尔位置错开 30°电角度，确保了读到的霍尔值的准确性。 正弦波控制方式 得知 Hall 输出信号与转子磁动势位置的关系之后，可以产生正六边形的旋转磁场，如图 4 所示，AB 相绕组通电，产生图中合成磁势 Fa，由于 Fa 的牵引，Ff 将会顺时针旋转，旋转到 X 位置后，换成给 AC 相通电，则 Fa 顺时针跳跃 60°电角度，牵引 Ff 顺时针旋转 60°，依次类推，通电顺序按照 AB-AC-BC-BA-CA-CB-AB 循环，则带动永磁转子顺时针旋转。这就是传统的方波控制方式。

  目前的变频风扇一般都会采用无刷直流电机，因其无励磁绕组、无换向器、无电刷、无滑环，结构比一般 传统的交、直流电动机简单，运行可靠，维护简单。与鼠笼型感应电动机相比，其结构的简单程度和运行 的可靠性大体相当，但由于没励磁铁耗和铜耗，功率在 300W 以下时，其效率比同规格的交流电机高 10%～20%。 无刷直流电机一般都会采用方波驱动， 采用霍尔传感器采样转子位置，以此为基准信号控制绕组强制换相。 这种方案操控方法简单，成本低，在目前电动车方案中应用广泛。但由于方波驱动换相时会出现电流突变， 导致转矩脉动较大，转动不平稳，噪声指标较差，难以在家电应用领域推广。而正弦驱动能够尽可能的防止换相时 的电流突变，虽然最大转矩会降低，但在噪声指标上有明显的优势。 通常电机变频控制都采用 DSP 实现，还需要出示传感器精确检测转子位置，可实现高精度控制，但 DSP 方案开发成本和应用成本都很高，家电应用对价格非常敏感，传统的 DSP 电机矢量控制方案比较难 推广。由于某些家电应用对动态响应等性能要求不高，如风扇，可以用稍微降低性能但大幅度减少相关成本的 方案来代替 DSP 方案。本文提出了 8 位单片机的正弦波驱动方案来满足这种需求。 硬件选型 1 正弦波信号产生 本方案控制核心为一颗集成 PWM 发生器的 8 位单片机——中颖 SH79F168， 其内部框图如图 1 所示。 此 MCU 采用优化的单机器周期 8051 内核，内置 16KB 闪存，兼容传统 8051 所有硬件资源，但最高指令 执行速度提高 12 倍，采用 JTAG 在线MHz 振荡器，同时扩展了如下功能：双 DPTR 指针；16 位×8 乘法器和 16 位/8 除法器；3 通道 12 位带死区控制 PWM，6 路输出，输出极性可单独设定， 提供中心对齐和边沿对齐模式；集成故障检测功能，可瞬时关闭 PWM 输出；内置放大器和比较器，可用 作电流放大采样和过流保护；提供硬件抗干扰措施，例如 PC 指针溢出复位等；提供 Flash 自编程功能， 可以模拟用做 EEPROM，方便存储参数。

  超前换相角处理上述方案实现的是理想状态下的电压驱动波形只是保证电压矢量是和转子磁势方向基本垂直实际上由于电机是感性负载电机定子电流矢量滞后于定子电压矢量因此定子磁势也滞后于定子电压矢量也就是说如果按照上述spwm波形驱动电机定子磁势和转子磁势夹角将小于90电机转矩不是最大定子电流存在直轴分量产生去磁效应导致控制器的功率因素不高因此需Leabharlann Baidu加入超前换相处理

  图 4 二极三相绕组示意图 由电机基础理论可知：T=K*Fa*Ff*sinθ。式中 K 为常数，Ff 为定子合成磁动势，Fa 为转子磁动势，θ 为定子磁动势和转子磁动势的夹角，显然 θ=90°时转矩最大。方波控制以六步运行，θ 在 60°?120°之间变 化，因此不是恒定转矩，正弦波控制的目的是控制定子磁链方向，尽可能保持定子磁链方向和转子磁链方 向垂直。(这也就是 DSP 矢量控制追求的目标——定子磁链定向控制)。这样转矩最大且恒定，没有转矩脉 动。 要想获得上述效果，必须了解到转子精确位置，采用光电编码盘定位准但成本高，家电应用中负载确定， 电机转速不会突变， 因此本方案采用目前无刷电机标配的霍尔传感器来检测转子位置。 60°电角度内认为转 子速度恒定，转子位置采用软件模拟定位。转子旋转 360°电角度，霍尔传感器有六种输出，在程序中作出 一个 360°正弦波的表， 每隔 60°分段， 通过读取 3 路霍尔的当前值， 软件取不同的段， 取出的数据送入 PWM 发生器的占空比寄存器，就可以复现一个完整的 360°正弦波，取表间隔时间以上一霍尔周期实际测试时间 为参考动态调整。 超前换相角处理 上述方案实现的是理想状态下的电压驱动波形，只是保证电压矢量是和转子磁势方向基本垂直，实际 上由于电机是感性负载，电机定子电流矢量滞后于定子电压矢量，因此定子磁势也滞后于定子电压矢量， 也就是说， 如果按照上述 SPWM 波形驱动电机， 定子磁势和转子磁势夹角将小于 90°， 电机转矩不是最大， 定子电流存在直轴分量，产生去磁效应，导致控制器的功率因素不高，因此就需要加入超前换相处理。以便 定子磁势和转子磁势夹角尽量接近 90°。软件实现很简单，只要在做正弦表时，将初始角度超前就可以， 无须更改软件结构。 如何调速 正弦波频率是根据 Hall 信号的变化随时调整，属于自控式被动变频，如果要调节电机速度，不能直接 修改调制正弦波频率，而是修改调制波幅度，因此软件中取出的正弦表值会和外部的速度给定系数相乘后 再写入 PWM 发生器的占空比寄存器中，调制幅度修改后，电机上等效电压变化，因此转子转速变化，而 正弦调制波的频率则依据转子霍尔信号被动调整。